反激式轉(zhuǎn)換器有很多優(yōu)點，例如它是成本最低的隔離式電源轉(zhuǎn)換器，可以輕松提供多個輸出電壓，它是簡單的原邊控制器，可以提供高達300W的功率輸出。反激式轉(zhuǎn)換器可用于許多離線應(yīng)用，從電視到手機充電器，以及電信和工業(yè)應(yīng)用。但其設(shè)計選擇過多，而且基本操作令人望而生怯，尤其對那些之前沒有設(shè)計過此類轉(zhuǎn)換器的人來說更是如此。本文將以53 VDC-12V@5A連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 反激式轉(zhuǎn)換器為例，給出一些關(guān)鍵的設(shè)計考量因素。

 

圖1顯示了詳細的60W反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計原理圖，其工作頻率為250 kHz。當(dāng) FET Q2導(dǎo)通時，輸入電壓施加在變壓器的原邊繞組上。繞組中的電流逐步上升，從而將能量存儲在變壓器中。 由于輸出整流器 D1 為反向偏置，因此流向輸出的電流被阻斷。當(dāng) Q2關(guān)斷時，原邊電流被阻斷，迫使繞組的電壓極性反轉(zhuǎn)。電流流出副邊繞組，使繞組電壓的極性反轉(zhuǎn)為正向電壓。 D1 導(dǎo)通，向輸出負(fù)載提供電流并為輸出電容器充電。

我們可以添加額外的變壓器繞組，甚至堆疊在其他繞組上面，以獲得額外的輸出。但是，增加的輸出越多，調(diào)整率就會越差，因為繞組和磁芯（耦合）之間的磁通鏈不理想以及繞組的物理分離都會產(chǎn)生漏電感。漏電感作為與原邊和輸出繞組串聯(lián)的雜散電感，會引發(fā)與繞組串聯(lián)的意外壓降，從而事實上降低了輸出電壓調(diào)整精度。常用的經(jīng)驗法則是，采用恰當(dāng)繞線的變壓器在交叉負(fù)載下獲得變化率在+/-5%至10%之間的非穩(wěn)壓輸出。此外，重載穩(wěn)壓輸出會由于峰值檢測泄漏電感引起的電壓尖峰而導(dǎo)致空載副邊輸出電壓大幅增加。在這種情況下，預(yù)加載或軟鉗位將有助于限制電壓。

 

連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）和非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 各有其優(yōu)點。根據(jù)定義，DCM 操作發(fā)生在輸出整流器電流降至0A，下一個周期開始之前。DCM 操作的優(yōu)勢包括：較低的原邊電感（通?？梢詫崿F(xiàn)較小尺寸的電源變壓器），消除了整流器的反向恢復(fù)損耗和 FET 導(dǎo)通損耗，而且沒有右半平面零點。但是，與CCM相比，這些優(yōu)勢又被一些缺陷所抵消，如原邊和副邊中較高的峰值電流、增加的輸入和輸出電容、增加的電磁干擾 (EMI)以及輕載下降低的占空比。

 

圖2: CCM與DCM反激轉(zhuǎn)換器FET和整流器電流的比較。

 

圖2表明了在最小VIN下，CCM和DCM模式下的負(fù)載從最大值下降到約25%時，Q2和D1中的電流變化。CCM模式下，當(dāng)輸入電壓固定且負(fù)載介于其最大和最小設(shè)計水平（約25%）之間時，占空比恒定。電流“基礎(chǔ)”水平隨著負(fù)載的減少而降低，直到進入DCM模式，此時占空比下降。在DCM模式下，最大占空比僅在VIN最小和負(fù)載最大時出現(xiàn)。占空比隨著輸入電壓的增加或負(fù)載的減少而降低。

 

這會導(dǎo)致高壓線路和最小負(fù)載下的占空比變小，因此請確保您的控制器可以在此最短導(dǎo)通時間正常運行。在整流器電流達到 0A后，DCM 操作會給低于50%的占空比操作引入死區(qū)時間。其特征是FET漏極上的正弦電壓，它由剩余電流、寄生電容和漏電感設(shè)置，通常為良性。在此設(shè)計中，采用CCM操作是為了通過降低開關(guān)損耗和變壓器損耗來實現(xiàn)更高的效率。

 

該設(shè)計使用原邊參考14V偏置繞組，在12V輸出達到穩(wěn)壓后為控制器供電，與直接通過輸入供電相比，降低了損耗。另外，我選擇了兩級輸出濾波器以實現(xiàn)低紋波電壓。第一級陶瓷電容器處理來自D1脈動電流的高RMS電流。再通過濾波器L1和C9/C10將紋波電壓降低大約10倍，同時降低C9/C10 中的RMS電流。如果可以接受較高的輸出紋波電壓，也可以取消L/C濾波器，但輸出電容器必須能夠處理全部RMS電流。

 

UCC3809-1和UCC3809-2 控制器專為隔離式應(yīng)用而設(shè)計，可以直接與U2光耦合器連接。在非隔離式設(shè)計中，可以取掉U2和U3以及直接連接到控制器的電壓反饋電阻分壓器，例如帶有內(nèi)部誤差放大器的UCC3813-x系列。

 

Q2 和 D1 上的開關(guān)電壓會在變壓器繞組間和元件寄生電容中產(chǎn)生高頻共模電流。如果沒有 EMI 電容器 C12 提供返回路徑，這些電流將流入輸入和/或輸出，增加噪聲并可能導(dǎo)致操作不穩(wěn)定。

 

Q3/R19/C18/R17組合通過將振蕩器的電壓斜坡與 R18 的原邊電流采樣電壓相加來提供斜坡補償，用于實現(xiàn)電流模式控制。斜坡補償消除了次諧波振蕩（寬占空比脈沖后面緊跟窄脈沖的現(xiàn)象）。由于該轉(zhuǎn)換器設(shè)計為不超過50%的占空比操作，因此我添加了斜坡補償以降低開關(guān)抖動敏感性。不過要注意，過大的電壓斜率會將控制回路推向電壓控制模式并可能引起不穩(wěn)定。最后，光耦合器傳輸來自副邊的誤差信號以保持輸出電壓的穩(wěn)定。反饋 (FB) 信號包括電流斜坡、斜坡補償、輸出誤差信號和用于降低過流閾值的DC偏移。

 

圖3為Q2和D1的電壓波形，反映出一些漏電感和二極管反向恢復(fù)引起了振鈴。

 

圖3：通過鉗位和緩沖器限制FET和整流器振鈴（57 VIN，12V/5A）。

 

在要求低成本隔離式轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用中，反激是標(biāo)準(zhǔn)拓?fù)洹１驹O(shè)計示例涵蓋了CCM 反激拓?fù)湓O(shè)計的基本注意事項。關(guān)注我們可以了解后續(xù)更詳細的功率級設(shè)計計算。

（來源：轉(zhuǎn)載自《電子工程專輯》網(wǎng)站，作者：John Betten，參考原文：Flyback converter design considerations。）