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光伏微逆變器應(yīng)用中的拓?fù)浼肮ぷ髟矸治?/h2>

發(fā)布時(shí)間:2023-03-03 來源:電源漫談 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】光伏逆變器中使用典型的反激變換器作為DC/DC部分的拓?fù)?,本文?jiǎn)要分析反激變換器在光伏微逆中的應(yīng)用。


一.反激變換器的應(yīng)用概要分析


反激變換器一般用于較小功率的降壓應(yīng)用,典型來說低于幾百瓦左右,它具有較低的輸出電流。在光伏微逆變器應(yīng)用中,反激變換器作為單極拓?fù)洌梢园?0V-45VDC的PV電池電壓,升壓到一個(gè)對(duì)應(yīng)AC整流后的輸出電壓,同時(shí)通過變壓器將PV電池和電網(wǎng)隔離開。正激變換器同樣可以升壓PV電池電壓,并提供隔離,但是其元件數(shù)目會(huì)多一些。


基于電路簡(jiǎn)單的優(yōu)勢(shì),選擇反激變換器作為微逆變器的主拓?fù)洌遣豢珊雎云湎鄳?yīng)的擔(dān)心,就是漏感能量的處理。具體來說,當(dāng)反激MOSFET關(guān)斷時(shí),有較大的能量留在磁芯中,它不能傳遞到副邊,這個(gè)能量導(dǎo)致一個(gè)大的電壓峰值,加在反激主MOSFET漏極上。傳統(tǒng)的電阻,電容,二極管吸收電路(RCD吸收電路)可以加在變壓器的原邊抑制MOSFET尖峰電壓,但是其具有副作用就是,將這個(gè)能量只能耗散為熱損失。


光伏微逆變器引入了一個(gè)有源箝位電路,它本質(zhì)上是無損吸收電路,漏感尖峰被箝位電容箝位,這些殘存能量存儲(chǔ)在箝位電容中,這個(gè)能量之后就會(huì)被電路傳遞到副邊,重新利用這部分能量供給負(fù)載。如果正確的設(shè)計(jì),有源箝位電路也可以對(duì)反激MOSFET提供ZVS開關(guān),減小開關(guān)損耗和提升效率。


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圖1.單相的有源箝位反激變換器簡(jiǎn)圖


圖1為有源箝位反激變換器的單相結(jié)構(gòu),其中漏電感顯示為一個(gè)獨(dú)立元件顯示出來,但是實(shí)際上它可以認(rèn)為是集成到主變壓器中的,Q1為反激主控MOSFET.如果箝位MOSFET Q2跨過變壓器繞組的話,就必須使用高邊驅(qū)動(dòng)電路,這里,PMOS Q2的使用可以避免使用高邊驅(qū)動(dòng)電路。


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圖2.有源箝位反激驅(qū)動(dòng)電路


對(duì)于驅(qū)動(dòng)電路來說,如圖2所示,一個(gè)關(guān)鍵問題是驅(qū)動(dòng)PMOS的電路如何設(shè)計(jì),為了驅(qū)動(dòng)PMOS需要一個(gè)負(fù)電壓,放在PMOS的門級(jí)和源極。門級(jí)驅(qū)動(dòng)器MCP14E4的輸出是一個(gè)具有一定占空比的方波,幅值為12V,其中門級(jí)驅(qū)動(dòng)器的輸入信號(hào)PWM1H和PWM1L是來自控制器的輸出信號(hào),一個(gè)小陶瓷電容0.1uF放置在PMOS驅(qū)動(dòng)的串聯(lián)回路上,用于去除直流偏置。


在占空比50%時(shí),方波幅值將為6V到-6V之間,增加一個(gè)二極管D22,放在電容后,陽極接到電容,陰極接到地,二極管將箝位正電壓到0.7V,則驅(qū)動(dòng)信號(hào)幅值被箝位到負(fù)電壓,圖3顯示出兩個(gè)MOSFET的門級(jí)驅(qū)動(dòng)波形.


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圖3.有源箝位反激的典型運(yùn)行波形


二.有源箝位反激變換器的運(yùn)行原理分析


光伏微逆變器參考設(shè)計(jì)用一個(gè)交錯(cuò)有源箝位反激變換器實(shí)施,交錯(cuò)拓?fù)淇梢跃鬏斎胼敵鲭娏鳎梢詫?shí)現(xiàn)低的銅損和鐵損,電流均流后輸出二極管導(dǎo)通損耗可以減小,可以幫助提升總體效率。


這里還有兩個(gè)另外的原因去實(shí)施交錯(cuò)設(shè)計(jì),如減小輸出電流紋波,幫助減小THD,因?yàn)檩斎腚娏骷y波同時(shí)也減小了,所以可以改善輸入bulk電容的壽命。


當(dāng)設(shè)計(jì)反激變壓器時(shí),必須要確認(rèn)的一件事情是它工作在CCM還是工作在DCM狀態(tài),交錯(cuò)反激變換器可以運(yùn)行在CCM和DCM兩種模式。例如,在輕載階段,反激運(yùn)行在DCM模式,在重載階段,反激運(yùn)行在CCM模式,在CCM模式,原邊和副邊的峰值電流將是2倍或者3倍低于DCM模式。


另外,其它角度來看,運(yùn)行在CCM的好處包括:


1.使用較小的輸出濾波電容,并且有低紋波額定值


2.減小輸出二極管損耗


3.具有較小的瞬態(tài)輸出電壓尖峰


4.EMI性能更好


5.若使用SiC的二極管,反向恢復(fù)損耗可以降到最低


以下部分將典型波形分解為6個(gè)不同時(shí)間段,討論系統(tǒng)運(yùn)行的細(xì)節(jié)。


T0,在階段t0,反激主MOSFET Q1導(dǎo)通,箝位PMOSFET關(guān)斷,因?yàn)樽儔浩鞯碾妷簽樨?fù),所以輸出二極管D1反向偏置,在這個(gè)階段輸出電容傳遞需要的能量到負(fù)載,電感紋波電流表達(dá)如下圖4,為電感特性基本公式。


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圖4.反激電感紋波電流計(jì)算


T1,階段t1定義為當(dāng)主MOSFETQ1關(guān)斷,到箝位PMOSFET Q2開始導(dǎo)通之間的時(shí)間.這段時(shí)間定義為死區(qū),這個(gè)間隔可以分為兩部分,第一部分為MOSFET Q1關(guān)斷一直到開始箝位MOSFET Q1的Vds電壓(臨界點(diǎn))。


當(dāng)MOSFET Q1關(guān)斷,從漏感流過電路的電流還是原來的方向,它用來充電MOSFET Q1的輸出電容Coss,漏感電流將充電Coss到PV模塊輸入電壓再加上反射輸出電壓部分(Vpv+Vo/N),在這個(gè)階段,輸出二極管開始正向偏置,因?yàn)樵谧儔浩鞲边叺碾妷鹤冋耍鎯?chǔ)在磁芯中的能量開始傳遞到副邊以此充電系統(tǒng)輸出電容和供給負(fù)載能量。


第二個(gè)階段在主MOSFET Coss充電之后發(fā)生,并且一直到PMOSFET Q2開通之前.在Coss充電之后,漏感中余下的能量將開始流向箝位電容,此時(shí)隨著主MOSFET的Vds電壓增加,會(huì)正向偏置PMOSFET的體二極管,箝位電容開始存儲(chǔ)來自漏感的剩余能量。總結(jié)一下就是漏感能量先充電主MOSFET的Coss,再將剩余能量充電到箝位電容中。


T2,在t2這個(gè)階段,PMOSFET是ZVS切換, 因?yàn)轶w二極管在t1階段已經(jīng)正向偏置,輸出二極管正向偏置,一直提供能量到輸出電容和負(fù)載,漏感和箝位電容開始諧振,能量從電感傳輸?shù)襟槲浑娙?,圖5公式?jīng)Q定了箝位網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率。


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圖5.箝位網(wǎng)絡(luò)諧振頻率計(jì)算


這個(gè)t2階段結(jié)束于當(dāng)漏感能量結(jié)束時(shí)刻。


T3,在階段t3,PMOSFET必須要開通,這樣諧振腔電流可以連續(xù)諧振,但是存儲(chǔ)在箝位電容中的能量開始傳輸回漏感,在這個(gè)階段,輸出二極管依然正向偏置,存儲(chǔ)在電容中的能量最終會(huì)傳輸?shù)礁边叄匦吕昧寺└心芰俊?/p>


T4,在階段t4,是另一個(gè)死區(qū)時(shí)間,存在于當(dāng)箝位MOSFET Q2關(guān)斷后,MOSFET Q2應(yīng)該在靠近諧振周期峰值時(shí)關(guān)斷,強(qiáng)制最大腔電流流過MOSFET Q1的體二極管,給drain to source電容Coss放電以便實(shí)現(xiàn)ZVS切換,在這個(gè)階段,輸出二極管保持正向偏置。


T5,在階段t5,反激MOSFET Q1開始ZVS切換,此時(shí)輸出二極管反向偏置,輸出電容給負(fù)載供電。為了使Q1的ZVS發(fā)生,非常重要的是,當(dāng)反激MOSFET關(guān)斷時(shí),t1階段電感中的能量大于給Q1 的Coss充電的能量,使得Q1 MOSFET的體二極管可以正向偏置,存儲(chǔ)在電感中的能量和需要給Coss充電的能量可以計(jì)算如下圖6所示,漏感峰值電流Ipk可以計(jì)算如圖7所示。


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圖6.LC諧振能量交換計(jì)算


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圖7.漏感峰值電流計(jì)算


總結(jié),以上簡(jiǎn)要討論了反激變換器拓?fù)鋺?yīng)用于微逆變器中的一些典型特性,并討論了反激有源箝位拓?fù)涞幕竟ぷ髟怼?/p>


參考文獻(xiàn):AN1444 Grid-Connected Solar Microinverter 


來源:電源漫談 ,作者:電源漫談



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