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德州儀器:DC DC 轉(zhuǎn)換器 EMI 的工程師指南(三)——了解功率級(jí)寄生效應(yīng)

發(fā)布時(shí)間:2019-09-10 責(zé)任編輯:lina

【導(dǎo)讀】DC/DC轉(zhuǎn)換器中半導(dǎo)體器件的高頻開(kāi)關(guān)特性是主要的傳導(dǎo)和輻射發(fā)射源。本文章系列的第2部分回顧了DC/DC 轉(zhuǎn)換器的差模(DM)和共模(CM)傳導(dǎo)噪聲干擾。
 
DC/DC轉(zhuǎn)換器中半導(dǎo)體器件的高頻開(kāi)關(guān)特性是主要的傳導(dǎo)和輻射發(fā)射源。本文章系列的第2部分回顧了DC/DC 轉(zhuǎn)換器的差模(DM)和共模(CM)傳導(dǎo)噪聲干擾。在電磁干擾(EMI)測(cè)試期間,如果將總噪聲測(cè)量結(jié)果細(xì)分為DM 和CM噪聲分量,可以確定DM和CM兩種噪聲各自所占的比例,從而簡(jiǎn)化 EMI 濾波器的設(shè)計(jì)流程。高頻下的傳導(dǎo)發(fā)射主要由 CM 噪聲產(chǎn)生,該噪聲的傳導(dǎo)回路面積較大,進(jìn)一步推動(dòng)輻射發(fā)射的產(chǎn)生。
 
在第3部分中,我將全面介紹降壓穩(wěn)壓器電路中影響 EMI 性能和開(kāi)關(guān)損耗的感性和容性寄生元素。通過(guò)了解相關(guān)電路寄生效應(yīng)的影響程度,可以采取適當(dāng)?shù)拇胧⒂绊懡抵磷畹筒p少總體 EMI 信號(hào)。一般來(lái)說(shuō),采用一種經(jīng)過(guò)優(yōu)化的緊湊型功率級(jí)布局可以降低 EMI,從而符合相關(guān)法規(guī),還可以提高效率并降低解決方案的總成本。
 
檢驗(yàn)具有高轉(zhuǎn)換率電流的關(guān)鍵回路
根據(jù)電源原理圖進(jìn)行電路板布局時(shí),其中一個(gè)重要環(huán)節(jié)是準(zhǔn)確找到高轉(zhuǎn)換率電流(高 di/dt)回路,同時(shí)密切關(guān)注布局引起的寄生或雜散電感。這類(lèi)電感會(huì)產(chǎn)生過(guò)大的噪聲和振鈴,導(dǎo)致過(guò)沖和地彈反射。圖 1 中的功率級(jí)原理圖顯示了一個(gè)驅(qū)動(dòng)高側(cè)和低側(cè) MOSFET(分別為 Q1 和 Q2)的同步降壓控制器。
 
以 Q1 的導(dǎo)通轉(zhuǎn)換為例。在輸入電容 CIN 供電的情況下,Q1 的漏極電流迅速上升至電感電流水平,與此同時(shí),從 Q2 的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標(biāo)記的回路和輸入電容(圖 1 中標(biāo)記為“1”)是降壓穩(wěn)壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 。功率回路承載著幅值和 di/dt 相對(duì)較高的高頻電流,特別是在 MOSFET 開(kāi)關(guān)期間。
 
德州儀器:DC DC 轉(zhuǎn)換器 EMI 的工程師指南(三)——了解功率級(jí)寄生效應(yīng)
圖 1:具有高轉(zhuǎn)換率電流的重要高頻開(kāi)關(guān)回路
 
圖1中的回路“2”和“3”均歸類(lèi)為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來(lái)說(shuō),回路 2 表示高側(cè) MOSFET 的柵極驅(qū)動(dòng)器電路(由自舉電容 CBOOT 供電)。回路 3 表示低側(cè) MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)器電路(由 VCC 供電)。這兩條回路中均使用實(shí)線繪制導(dǎo)通柵極電流路徑,以虛線繪制關(guān)斷柵極電流路徑。
 
寄生組分和輻射 EMI
EMI 問(wèn)題通常涉及三大要素:干擾源、受干擾者和耦合機(jī)制。干擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發(fā)生器,受干擾者指易受影響的電路(或 EMI 測(cè)量設(shè)備)。耦合機(jī)制可分為導(dǎo)電和非導(dǎo)電耦合。非導(dǎo)電耦合可以是電場(chǎng)(E 場(chǎng))耦合、磁場(chǎng)(H 場(chǎng))耦合或兩者的組合 - 稱(chēng)為遠(yuǎn)場(chǎng) EM 輻射。近場(chǎng)耦合通常由寄生電感和電容引起,可能對(duì)穩(wěn)壓器的 EMI 性能起到?jīng)Q定性作用,影響顯著。
 
功率級(jí)寄生電感
功率MOSFET 的開(kāi)關(guān)行為以及波形振鈴和 EMI 造成的后果均與功率回路和柵極驅(qū)動(dòng)電路的部分電感相關(guān)。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板(PCB)布局產(chǎn)生的寄生元素,這些寄生元素會(huì)影響同步降壓穩(wěn)壓器的 EMI 性能。
 
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圖 2:降壓功率級(jí)和柵極驅(qū)動(dòng)器的“剖析原理圖”(包含感性和容性寄生元素)
 
有效高頻電源回路電感(LLOOP)是總漏極電感(LD)、共源電感(LS)(即輸入電容和 PCB 走線的等效串聯(lián)電感(ESL))和功率 MOSFET 的封裝電感之和。按照預(yù)期,LLOOP 與輸入電容 MOSFET 回路(圖 1 中的紅色陰影區(qū)域)的幾何形狀布局密切相關(guān)。
 
與此同時(shí),柵極回路的自感 LG 由 MOSFET 封裝和 PCB 走線共同產(chǎn)生。從圖 2 中可以看出,高側(cè) MOSFET Q1 的共源電感同時(shí)存在于電源和柵極回路中。Q1 的共源電感產(chǎn)生效果相反的兩種反饋電壓,分別控制 MOSFET 柵源電壓的上升和下降時(shí)間,因此降低功率回路中的 di/dt。然而,這樣通常會(huì)增加開(kāi)關(guān)損耗,因此并非理想方法。
 
功率級(jí)寄生電容
公式 1 為影響 EMI 和開(kāi)關(guān)行為的功率 MOSFET 輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關(guān)系表達(dá)式(以圖 2 中的終端電容符號(hào)表示)。在 MOSFET 開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換期間,這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。
 
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公式 2 的近似關(guān)系表達(dá)式表明,COSS 與電壓之間存在高度非線性的相關(guān)性。公式3給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS,其中 COSS-TR 是與時(shí)間相關(guān)的有效輸出電容,與部分新款功率 FET 器件的數(shù)據(jù)表中定義的內(nèi)容一致。
 
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圖2中的另一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)是體二極管 DB2 的反向恢復(fù)電荷(QRR),該電荷導(dǎo)致 Q1 導(dǎo)通期間出現(xiàn)顯著的電流尖峰。QRR取決于許多參數(shù),包括恢復(fù)前的二極管正向電流、電流轉(zhuǎn)換速度和芯片溫度。一般來(lái)說(shuō),MOSFET QOSS 和體二極管 MOSFET QOSS 會(huì)為分析和測(cè)量過(guò)程帶來(lái)諸多難題。在 Q1導(dǎo)通期間,為Q2的 COSS2 充電的前沿電流尖峰和為 QRR2 供電以恢復(fù)體二極管 DB2前沿電流尖峰具有類(lèi)似的曲線圖,因此二者常被混淆。
 
EMI 頻率范圍和耦合模式
表 1 列出了三個(gè)粗略定義的頻率范圍,開(kāi)關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器在這三種頻率范圍內(nèi)激勵(lì)和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開(kāi)關(guān)期間,當(dāng)換向電流的轉(zhuǎn)換率超過(guò) 5A/ns 時(shí),2nH 寄生電感會(huì)導(dǎo)致 10V 的電壓過(guò)沖。此外,功率回路中的電流具有快速開(kāi)關(guān)邊沿(可能存在與體二極管反向恢復(fù)和 MOSFET COSS 充電相關(guān)的前沿振鈴),其中富含諧波成分,產(chǎn)生負(fù)面影響嚴(yán)重的 H 場(chǎng)耦合,導(dǎo)致傳導(dǎo)和輻射 EMI 增加。
 
德州儀器:DC DC 轉(zhuǎn)換器 EMI 的工程師指南(三)——了解功率級(jí)寄生效應(yīng)
表 1:開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器噪聲源和常規(guī) EMI 頻率分類(lèi)
 
噪聲耦合路徑主要有以下三種:通過(guò)直流輸入線路傳導(dǎo)的噪聲、來(lái)自功率回路和電感的 H 場(chǎng)耦合以及來(lái)自開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)銅表面的 E 場(chǎng)耦合。
 
轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)波形分析建模
如第 2 部分所述,開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉(zhuǎn)換器中 CM 噪聲和 E 場(chǎng)耦合的主要來(lái)源。在EMI 分析中,設(shè)計(jì)者最關(guān)注電源轉(zhuǎn)換器噪聲發(fā)射的諧波含量上限或“頻譜包絡(luò)”,而非單一諧波分量的幅值。借助簡(jiǎn)化的開(kāi)關(guān)波形分析模型,我們可以輕松確定時(shí)域波形參數(shù)對(duì)頻譜結(jié)果的影響。
 
為了解與開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓相關(guān)的諧波頻譜包絡(luò),圖 3 給出了近似的時(shí)域波形。每一部分均由其幅值(VIN)、占空比(D)、上升和下降時(shí)間(t 和 tF)以及脈寬(t1)來(lái)表示。其中,脈寬的定義為上升沿中點(diǎn)與下降沿中點(diǎn)的間距。
 
傅立葉分析結(jié)果表明,諧波幅值包絡(luò)為雙 sinc 函數(shù),轉(zhuǎn)角頻率為 f1 和 f2,具體取決于時(shí)域波形的脈寬和上升/下降時(shí)間。對(duì)于降壓開(kāi)關(guān)單元的各個(gè)輸入電流波形,可以應(yīng)用類(lèi)似的處理方法。測(cè)得的電壓和電流波形中相應(yīng)的頻率分量可以表示開(kāi)關(guān)電壓和電流波形邊沿處的振鈴特性(分別由寄生回路電感和體二極管反向恢復(fù)產(chǎn)生)。
 
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圖 3:開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓梯形波形及其頻譜包絡(luò)(受脈寬和上升/下降時(shí)間影響)
 
一般來(lái)說(shuō),電感LLOOP會(huì)增加 MOSFET 漏源峰值電壓尖峰,并且還會(huì)加劇開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓振鈴,影響 50MHz 至 200MHz 范圍內(nèi)的寬帶 EMI。在這種情況下,最大限度縮減功率回路的有效長(zhǎng)度和閉合區(qū)域顯得至關(guān)重要。這樣不僅可減小寄生電感,而且還可以減少環(huán)形天線結(jié)構(gòu)發(fā)出的磁耦合輻射能量,從而實(shí)現(xiàn)磁場(chǎng)自消除。
 
穩(wěn)壓器輸入端基于回路電感比率發(fā)生傳導(dǎo)噪聲耦合,而輸入電容 ESL 決定濾波要求。減小LLOOP會(huì)增加輸入濾波器的衰減要求。幸運(yùn)的是,如果降壓輸出電感的自諧振頻率(SRF)較高,傳導(dǎo)至輸出的噪聲可降至最低。換言之,電感應(yīng)具有較低的有效并聯(lián)電容(EPC),以便在從開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)到 VOUT 的網(wǎng)絡(luò)中獲得較高的傳輸阻抗。此外,還會(huì)通過(guò)低阻抗輸出電容對(duì)輸出噪聲進(jìn)行濾波。
 
等效諧振電路
根據(jù)圖 4 所示的同步降壓穩(wěn)壓器時(shí)域開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓波形可知,MOSFET 開(kāi)關(guān)期間傳輸?shù)募纳芰繒?huì)激發(fā) RLC 諧振。右側(cè)的簡(jiǎn)化等效電路用于分析 Q1 導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的開(kāi)關(guān)行為。從電壓波形中可以看出,上升沿的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓明顯超出 VIN,而下降沿的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓明顯低于接地端(GND)。
 
振蕩幅值取決于部分電感在回路內(nèi)的分布,回路的有效交流電阻會(huì)抑制隨后產(chǎn)生的振鈴。這不僅為 MOSFET 和柵極驅(qū)動(dòng)器提供電壓應(yīng)力,還會(huì)影響寬帶輻射 EMI 的中心頻率。
 
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圖 4:MOSFET 導(dǎo)通和關(guān)斷開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換期間的同步降壓開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形及等效 RLC 電路
 
根據(jù)圖 4 中的上升沿電壓過(guò)沖計(jì)算可得,振鈴周期為 6.25ns,對(duì)應(yīng)的諧振頻率為 160MHz。此外,將一個(gè)近場(chǎng) H 探頭直接放在開(kāi)關(guān)回路區(qū)域上方也可以識(shí)別該頻率分量。利用計(jì)算型 EM 場(chǎng)仿真工具,可以推導(dǎo)出與高頻諧振和輻射發(fā)射相關(guān)的部分回路電感值。不過(guò),還有一種更簡(jiǎn)單的方法。這種方法需要測(cè)量諧振周期 TRing1 并從 MOSFET 數(shù)據(jù)表中獲取輸入電壓工作點(diǎn)的 COSS2后利用公式 4 計(jì)算總回路電感。
 
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其中兩個(gè)重要因素是諧振頻率以及諧振固有的損耗或阻尼因子 a。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過(guò)最大限度減小回路電感盡可能提升諧振頻率。這樣可以降低存儲(chǔ)的無(wú)功能量總值,減少諧振開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓峰值過(guò)沖。此外,在趨膚效應(yīng)的作用下,較高頻率處的阻尼因子增大,提升 RLOOP 的有效值。
 
總結(jié)
盡管氮化鎵(GaN)功率級(jí)同步降壓轉(zhuǎn)換器通常在低于3MHz的頻率下切換開(kāi)關(guān)狀態(tài),但產(chǎn)生的寬帶噪聲和EMI往往高達(dá)1GHz甚至更高。EMI 主要由其快速開(kāi)關(guān)的電壓和電流特性所致。實(shí)際上,器件開(kāi)關(guān)波形的高頻頻譜成分是獲取EMI產(chǎn)生電位指示的另一種途徑,它能夠指明 EMI 與開(kāi)關(guān)損耗達(dá)到良好權(quán)衡的結(jié)果。
 
首先從原理圖中確定關(guān)鍵的轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)回路,然后在PCB轉(zhuǎn)換器布局設(shè)計(jì)過(guò)程中盡量縮減這些回路的面積,從而減少寄生電感和相關(guān)的 H 場(chǎng)耦合,降低傳導(dǎo)和輻射 EMI。
 
在這篇系列文章的后續(xù)章節(jié)中,我將通過(guò)多種DC/DC轉(zhuǎn)換器電路重點(diǎn)介紹改善 EMI 性能矢量的系統(tǒng)級(jí)和集成電路(IC)的特定功能。緩解傳導(dǎo) EMI 的措施通常也可以改善輻射 EMI,這兩方面經(jīng)常相互促進(jìn)的。
 
 
 
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