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整流濾波電路和鉗位保護電路的設(shè)計

發(fā)布時間:2011-11-14

中心議題:
  • 輸入整流橋的選擇
  • 輸入濾波電容器的選擇
  • 漏極鉗位保護電路的設(shè)計

本文介紹輸入整流濾波器及鉗位保護電路的設(shè)計,包括輸入整流橋的選擇、輸入濾波電容器的選擇、漏極鉗位保護電路的設(shè)計等內(nèi)容,講解圖文并茂且附實例計算。

1 輸入整流橋的選擇

1)整流橋的導(dǎo)通時間與選通特性
50Hz交流電壓經(jīng)過全波整流后變成脈動直流電壓u1,再通過輸入濾波電容得到直流高壓U1。在理想情況下,整流橋的導(dǎo)通角本應(yīng)為180°(導(dǎo)通范圍是從 0°~180°),但由于濾波電容器C的作用,僅在接近交流峰值電壓處的很短時間內(nèi),才有輸入電流流經(jīng)過整流橋?qū)充電。50Hz交流電的半周期為 10ms,整流橋的導(dǎo)通時間tC≈3ms,其導(dǎo)通角僅為54°(導(dǎo)通范圍是36°~90°)。因此,整流橋?qū)嶋H通過的是窄脈沖電流。橋式整流濾波電路的原 理如圖1(a)所示,整流濾波電壓及整流電流的波形分別如圖l(b)和(c)所示。

最后總結(jié)幾點:
(1)整流橋的上述特性可等效成對應(yīng)于輸入電壓頻率的占空比大約為30%。
(2)整流二極管的一次導(dǎo)通過程,可視為一個“選通脈沖”,其脈沖重復(fù)頻率就等于交流電網(wǎng)的頻率(50Hz)。
(3)為降低開關(guān)電源中500kHz以下的傳導(dǎo)噪聲,有時用兩只普通硅整流管(例如1N4007) 與兩只快恢復(fù)二極管(如FR106)組成整流橋,F(xiàn)Rl06的反向恢復(fù)時間trr≈250ns。

2)整流橋的參數(shù)選擇
隔離式開關(guān)電源一般采用由整流管構(gòu)成的整流橋,亦可直接選用成品整流橋,完成橋式整流。全波橋式整流器簡稱硅整流橋,它是將四只硅整流管接成橋路形式,再用塑料封裝而成的半導(dǎo)體器件。它具有體積小、使用方便、各整流管的參數(shù)一致性好等優(yōu)點,可廣泛用于開關(guān)電源的整流電路。硅整流橋有4個引出端,其中交流輸入端、直流輸出端各兩個。

硅整流橋的最大整流電流平均值分0.5~40A等多種規(guī)格,最高反向工作電壓有50~1000V等多種規(guī)格。小功率硅整流橋可直接焊在印刷板上,大、中功率硅整流橋則要用螺釘固定,并且需安裝合適的散熱器。

整流橋的主要參數(shù)有反向峰值電壓URM(V),正向壓降UF(V),平均整流電流Id(A),正向峰值浪涌電流IFSM(A),最大反向漏電流 IR(μA)。整流橋的反向擊穿電壓URR應(yīng)滿足下式要求:

舉例說明,當(dāng)交流輸入電壓范圍是85~132V時,umax=132V,由式(1)計算出UBR=233.3V,可選耐壓400V的成品整流橋。對于寬范 圍輸入交流電壓,umax=265V,同理求得UBR=468.4V,應(yīng)選耐壓600V的成品整流橋。需要指出,假如用4只硅整流管來構(gòu)成整流橋,整流管 的耐壓值還應(yīng)進一步提高。辟如可選1N4007(1A/1000V)、1N5408(3A/1000V)型塑封整流管。這是因為此類管子的價格低廉,且按 照耐壓值“寧高勿低”的原則,能提高整流橋的安全性與可靠性。

設(shè)輸入有效值電流為IRMS,整流橋額定的有效值電流為IBR,應(yīng)當(dāng)使IBR≥2IRMS。計算IRMS的公式如下:

式中,PO為開關(guān)電源的輸出功率,η為電源效率,umin為交流輸入電壓的最小值,cosφ為開關(guān)電源的功率因數(shù),允許cosφ=0.5~0.7。由于整 流橋?qū)嶋H通過的不是正弦波電流,而是窄脈沖電流(參見圖1),因此整流橋的平均整流電流Id 例如,設(shè)計一個7.5V/2A(15W)開關(guān)電源,交流輸入電壓范圍是85~265V,要求η=80%。將Po=15W、η=80%、umin=85V、 cosψ=0.7一并代入(2)式得到,IRMS=0.32A,進而求出Id=0.65×IRMS=0.21A。實際選用lA/600V的整流橋,以留出一定余量。
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2 輸入濾波電容器的選擇

1)輸入濾波電容器容量的選擇
為降低整流濾波器的輸出紋波,輸入濾波電容器的容量CI必須選的合適。令每單位輸出功率(W)所需輸入濾波電容器容量 (μF)的比例系數(shù)為k,當(dāng)交流電壓 u=85~265V時,應(yīng)取k=(2~3)μF/W;當(dāng)交流電壓u=230V(1±15%)時,應(yīng)取k=1μF/W。輸入濾波電容器容量的選擇方法詳見附表l,Po為開關(guān)電源的輸出功率。

2)準(zhǔn)確計算輸入濾波電容器容量的方法
輸入濾波電容的容量是開關(guān)電源的一個重要參數(shù)。CI值選得過低,會使UImin值大大降低,而輸入脈動電壓UR卻升 高。但CI值取得過高,會增加電容器成本,而且對于提高UImin值和降低脈動電壓的效果并不明顯。下面介紹計算CI準(zhǔn)確值的方法。

設(shè)交流電壓u的最小值為umin。u經(jīng)過橋式整流和CI濾波,在u=umin情況下的輸入電壓波形如圖2所示。該圖是在Po=POM,f=50Hz、整流橋的導(dǎo)通時間tC=3ms、η=80%的情況下繪出的。由圖可見,在直流高壓的最小值UImin上還疊加一個幅度為UR的一次側(cè)脈動電壓,這是CI在充放 電過程中形成的。欲獲得CI的準(zhǔn)確值,可按下式進行計算:

舉例說明,在寬范圍電壓輸入時,umin=85V。取UImin=90V,f=50Hz,tC=3ms,假定Po=30W,η=80%,一并帶入(3)式 中求出CI=84.2μF,比例系數(shù)CI/PO=84.2μF/30W=2.8μF/W,這恰好在(2~3)μF/W允許的范圍之內(nèi)。

3 漏極鉗位保護電路的設(shè)計

對反激式開關(guān)電源而言,每當(dāng)功率開關(guān)管(MOSFET)由導(dǎo)通變成截止時,在開關(guān)電源的一次繞組上就會產(chǎn)生尖峰電壓和感應(yīng)電壓。其中的尖峰電壓是由于高頻變壓器存在漏感(即漏磁產(chǎn)生的自感)而形成的,它與直流高壓UI和感應(yīng)電壓UOR疊加在MOSFET的漏極上,很容易損壞MOSFET。為此,必須在增加 漏極鉗位保護電路,對尖峰電壓進行鉗位或者吸收。

1)漏極上各電壓參數(shù)的電位分布
下面分析輸入直流電壓的最大值UImax、一次繞組的感應(yīng)電壓UOR、鉗位電壓UB與UBM、最大漏極電壓UDmax、漏一源擊穿電壓U(BR)DS這6 個電壓參數(shù)的電位分布情況使讀者能有一個定量的概念。對于TOPSwitch—XX系列單片開關(guān)電源,其功率開關(guān)管的漏一源擊穿電壓 U(BR)DS≥700V,現(xiàn)取下限值700V。感應(yīng)電壓UOR=135V(典型值)。本來鉗位二極管的鉗位電壓UB只需取135V,即可將疊加在UOR 上由漏感造成的尖峰電壓吸收掉,實際卻不然。手冊中給出UB參數(shù)值僅表示工作在常溫、小電流情況下的數(shù)值。實際上鉗位二極管(即瞬態(tài)電壓抑制器TVS)還 具有正向溫度系數(shù),它在高溫、大電流條件下的鉗位電壓UBM要遠高于UB。實驗表明,二者存在下述關(guān)系:

這表明UBM大約比UB高40%。為防止鉗位二極管對一次側(cè)感應(yīng)電壓UOR也起到鉗位作用,所選用的TVS鉗位電壓應(yīng)按下式計算:

此外,還須考慮與鉗位二極管相串聯(lián)的阻塞二極管VD的影響。VD一般采用快恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管,其特征是反向恢復(fù)時間(trr)很短。但是VDl在從反向截止到正向?qū)ㄟ^程中還存在著正向恢復(fù)時間(tfr),還需留出20V的電壓余量。
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考慮上述因素之后,計算TOPSwitch一 最大漏一源極電壓的經(jīng)驗公式應(yīng)為:

TOPSwitch—XX系列單片開關(guān)電源在230V交流固定輸入時,MOSFET的漏極上各電壓參數(shù)的電位分布如圖3所示,占空比D≈26%。此時 u=230V±35V,即umax=265V,UImax=umax≈375V,UOR=135V,UB=1.5 UOR≈200V,UBM=1.4UB=280V,UDmax=675V,最后再留出25V的電壓余量,因此U(BR)DS=700V。實際上 U(BR)DS也具有正向溫度系數(shù),當(dāng)環(huán)境溫度升高時U(BR)DS也會升高,上述設(shè)計就為芯片耐壓值提供了額外的裕量。

2)漏極鉗位保護電路的設(shè)計
漏極鉗位保護電路主要有以下4種設(shè)計方案(電路參見圖4):

 

(1)利用瞬態(tài)電壓抑制器TVS(P6KE200) 和阻塞二極管(超陜恢復(fù)二極管UF4005) 組成的TVS、VD型鉗位電路,如(a)圖所示。圖中的Np、NS和NB分別代表一次繞組、二次繞組和偏置繞組。但也有的開關(guān)電源用反饋繞組NF來代替偏置繞組NB。
(2)利用阻容吸收元件和阻塞二極管組成的R、C、VD型鉗位電路,如(b)圖所示。
(3)由阻容吸收元件、TVS和阻塞二極管構(gòu)成的R、C、TVS、VD型鉗位電路,如(c)圖所示。
(4)由穩(wěn)壓管(VDZ)、阻容吸收元件和阻塞二極管(快恢復(fù)二極管FRD)構(gòu)成的VDz、R、C、VD型鉗位電路,如(d)圖所示。

上述方案中以(c)的保護效果最佳,它能充分發(fā)揮TVS響應(yīng)速度極快、可承受瞬態(tài)高能量脈沖之優(yōu)點,并且還增加了RC吸收回路。鑒于壓敏電阻器(VSR) 的標(biāo)稱擊穿電壓值(U1nA)離散性較大,響應(yīng)速度也比TVS慢很多,在開關(guān)電源中一般不用它構(gòu)成漏極鉗位保護電路。

需要指出,阻塞二極管一般可采用快恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管。但有時也專門選擇反向恢復(fù)時間較長的玻璃鈍化整流管1N4005GP,其目的是使漏感能量能夠得到恢復(fù),以提高電源效率。玻璃鈍化整流管的反向恢復(fù)時間介于快恢復(fù)二極管與普通硅整流管之間,但不得用普通硅整流管1N4005來代替lN4005GP。

常用鉗位二極管和阻塞二極管的選擇見附表2。

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