汽車電源產生可怕的瞬態(tài)，可以輕而易舉地摧毀遭遇瞬態(tài)的車載電子器件。隨著時間推移，汽車中的電子器件迅速增多，對于各種已注意到的故障，汽車制造商該遇到的都遇到了，因此編輯了一份導致這些已注意到的故障之電源瞬態(tài)目錄。制造商已經(jīng)獨立制定了標準和測試程序，以防止敏感電子器件受瞬態(tài)事件損害。不過，汽車制造商最近又與國際標準化組織（ISO）合作制定了ISO 7637-2和ISO 16750-2標準，這些標準描述了可能發(fā)生的瞬態(tài)，并規(guī)定了測試方法以模擬這些瞬態(tài)。

 

 

ISO7637名為“公路車輛——來自傳導及耦合的電氣干擾”，是一種電磁干擾兼容性（EMC）規(guī)范。本文探討這個文件3個組成部分的第二部分ISO 7637-2，標題為“第二部分：僅沿電源線傳導的電氣瞬態(tài)”。

 

盡管ISO 7637主要是一種EMC規(guī)范，但是2011年之前，該規(guī)范也包括與電源質量有關的瞬態(tài)部分。2011年，與電源質量而不是EMC有關的那些部分轉移到了ISO 16750“公路車輛——電氣與電子設備的環(huán)境條件與測試”中，成為ISO 16750五個組成部分的第二部分：“第二部分：電氣負載”。

 

盡管大多數(shù)制造商仍然遵循自己的規(guī)范和要求而不是嚴格遵循ISO 7637-2和ISO 16750-2，但發(fā)展趨勢是，制造商的規(guī)范更加嚴格地遵循ISO標準，與ISO標準相比僅有微小變化。

 

ISO 7637-2和ISO 16750-2提供面向12V和24V系統(tǒng)的規(guī)范。為簡單起見，本文僅討論12V規(guī)范，并針對連接到汽車12V電源的電子器件提供一種保護電路。

 

 

負載突降是最具挑戰(zhàn)性的電源瞬態(tài)，因為這一瞬態(tài)事件中涉及很高的能量。當交流發(fā)電機給電池充電，以及電池連接缺失時，就發(fā)生負載突降事件。

 

 

最初，汽車中的交流發(fā)電機是沒有箝位的，在負載突降時可能產生異常高的電壓，對12V系統(tǒng)而言大約為100V。較新的交流發(fā)電機從內部箝位，以在負載突降時，將最高電壓限制到較低的值。因為存在較老的交流發(fā)電機，而一些新的交流發(fā)電機也不包含內部箝位，所以ISO 16750-2中的負載突降規(guī)范分成了“測試A——沒有集中式負載突降抑制”和“測試B——有集中式負載突降抑制”。

 

圖1所示原理圖顯示了一個由交流發(fā)電機的3相定子繞組和6個二極管組成的整流器構成之電路，該電路將定子的AC輸出轉換成DC，以給電池充電。當電池連接缺失時，所產生的電流如圖2所示。因為沒有電池吸收定子的電流，所以輸出電壓會像未箝位負載突降時所能看到的那樣，急劇上升至非常高的值，如ISO 16750-2規(guī)范中給出的圖3所示。這種情況對應于“測試A——沒有集中式負載突降抑制”中未箝位的交流發(fā)電機的情況。

 

圖1：標準交流發(fā)電機的3相定子繞組和6個二極管組成的整流器產生一個DC輸出電壓

 

 圖2：未箝位負載突降：如果充電時電池連接缺失，交流發(fā)電機的輸出電壓可能迅速上升至100V。

 

圖3：ISO 16750-2規(guī)范（“測試A”）中描述的未箝位負載突降脈沖波形

 

 

較新的交流發(fā)電機使用雪崩二極管，這種二極管很好地規(guī)定了反向擊穿電壓，可在負載突降時限制最高電壓。圖4顯示，在使用6個雪崩二極管整流器的箝位交流發(fā)電機中，出現(xiàn)負載突降故障時的電流流動情況。如果汽車制造商強制采用箝位的交流發(fā)電機，那么“測試B——有集中式負載突降抑制”就適用。圖5顯示了ISO 16750-2中“測試B”的箝位波形。盡管ISO 16750-2針對箝位情況規(guī)定了35V最高電壓，但是要知道，很多制造商在這一點上偏離了ISO 16750-2，而提供自己的最高電壓規(guī)范。

 

圖4：箝位負載突降：內部箝位的交流發(fā)電機使用之二極管很好地規(guī)定了反向擊穿電壓，可在負載突降時將輸出電壓限制到35V。

 

圖5：箝位的交流發(fā)電機負載突降脈沖波形

 

另外要知道，當負載突降規(guī)范屬于ISO 7637-2的組成部分時，僅規(guī)定了一個脈沖。但是當負載突降規(guī)范2011年轉移到ISO 16750-2中時，最低測試要求增加到包括多個脈沖，且脈沖之間的時間間隔為1分鐘。

 

 

在ISO 16750-2中，“測試A”和“測試B”中交流發(fā)電機的內部電阻Ri規(guī)定為0.5Ω至4Ω。這限制了提供給保護電路的最大能量。

 

不過，針對ISO 16750-2負載突降瞬態(tài)實施保護的人常常忽視的一個事實是：內部電阻Ri不是與35V箝位電壓串聯(lián)的。Ri實際上出現(xiàn)在雪崩二極管之前，如圖6所示。

 

圖6：如果車載電子器件由擊穿電壓低于交流發(fā)電機箝位電壓的TVS二極管保護，那么TVS二極管將被迫吸收交流發(fā)電機的所有能量。

 

如果車載電子器件局部上由并聯(lián)器件保護，例如擊穿電壓低于35V的TVS二極管，那么TVS也許會被迫吸收交流發(fā)電機的能量。在這種情況下，交流發(fā)電機的內部箝位幾乎沒什么用處。負載突降的全部能量都傳遞給了車載電子器件的TVS。有時在電子器件和TVS二極管之前放置一個串聯(lián)電阻器，但不幸的是，即使在正常運行時，電阻器也會引入壓降和額外的功耗。

 

 

一種更好的解決方案是使用一個串聯(lián)的有源保護器件，例如LTC4380低靜態(tài)電流浪涌抑制器。LTC4380的方框圖如圖7所示。完整的汽車保護解決方案如圖8所示。

 

圖7：LTC4380浪涌抑制器的方框圖

 

圖8：基于LTC4380的電路針對ISO 16750-2和ISO 7637-2瞬態(tài)保護下游電子器件，同時提供高達4A的輸出電流。

 

從本質上看，浪涌抑制器無需依靠交流發(fā)電機的內部電阻，就可針對負載突降以及ISO 16750-2和ISO 7637-2中規(guī)定的其他情況保護下游電子器件。圖8所示浪涌抑制器解決方案提供不間斷電源，同時依靠箝位的交流發(fā)電機運行。此外，如果遭遇未箝位的交流發(fā)電機導致的負載突降情況，這個解決方案不會被損壞。在未箝位的情況下，浪涌抑制器可以關斷，以保護自身，然后在冷卻期之后自動重新向負載供電。需要提到的重要一點是，電源僅在存在多個同時發(fā)生的故障時才關斷：不恰當?shù)匕惭b了未箝位的交流發(fā)電機和充電時電池連接缺失。

 

 

圖8中的設計針對ISO 16750-2和ISO 7637-2瞬態(tài)保護下游電子器件，同時提供高達4A的輸出電流。同時，該設計還保護上游系統(tǒng)免受過流事件影響，例如下游電子器件中的短路故障等情況引起的過流事件。做到這些的同時，該解決方案還消耗極小的35µA靜態(tài)電流。新式汽車即使未運行時，也有無數(shù)負載消耗著電池電量，因此極小的靜態(tài)電流是一個重要的考慮因素。

 

這一保護解決方案基于LTC4380低電源電流浪涌抑制器，在輸入電壓最高達100V時，可將輸出電壓限制到22.7V，因此可針對ISO 16750-2負載突降以及ISO 7637-2脈沖1、2a、2b、3a和3b提供充分的保護。該解決方案還在電池反向的情況下防止電流流動，并在ISO 16750-2附加的1級嚴重性情況下之交流電壓測試中，提供連續(xù)供電，在1級嚴重性時，峰值至峰值AC電壓為1V。（存在較高的AC電壓時，也許暫時關斷電源。）當輸入電壓降至4V時，會向負載連續(xù)供電，以滿足ISO 16750-2的最低電源電壓要求。

 

在這個電路中，通過限制功耗較大情況的持續(xù)時間來保護MOSFET，例如輸入電壓在負載突降時迅速升高或輸出短路至地的情況。如果故障超出ISO 16750-2和ISO 7637-2中規(guī)定的條件范圍，MOSFET M2就關斷，以保護電路，并在恰當?shù)难舆t時間后重新加電。

 

例如，一個持續(xù)的100V輸入電壓或下游短路故障會導致浪涌抑制器通過限制M2中的電流來進行自我保護，然后如果故障持續(xù)，就徹底關斷M2。與分流型保護相比，這種方法有顯著優(yōu)勢，分流型保護必須連續(xù)消耗功率，最好情況下會熔斷保險絲，而最壞情況下會著火。

 

 

為了理解圖8所示電路的運行，我們對LTC4380進行一下簡化描述。在正常工作時，LTC4380的內部充電泵驅動GATE引腳以提高M2的電平。GATE端的電壓被箝位到高于地電平最多35V（當SEL = 0V），因此將M2的源極輸出電壓限制到低于35V。

 

圖8所示電路進一步改進了這個電壓限制，通過增加一個22V雪崩二極管D3，結合R6、R7、R8和Q2，就可將輸出電壓穩(wěn)定為雪崩二極管電壓的最大值22V加上Q2約為0.7V的基射電壓。當輸出電壓超過22V + 0.7V = 22.7V時，Q2略微下拉M2的GATE，以將M2的源極和輸出電壓穩(wěn)定在22.7V上。

 

 

MOSFET M1與D1、D2、R1、R3、R4和Q1相結合，保護電路免受反向電壓情況影響。當輸入降至低于地時，Q1將M1的柵極下拉至負輸入電壓，保持MOSFET處于關斷狀態(tài)。當電池反向連接時，這可防止出現(xiàn)反向電流，并保護輸出免受負輸入電壓影響。

 

當輸入為正時，D2和R3允許LTC4380的內部充電泵在正常工作時提高M1的電平，以便M1有效地成為一個簡單的通過器件，從而在NXP PSMN4R8-100BSE中消耗低于I2R = (4A)2 • 4.1mΩ = 66mW的功率。

 

 

當輸入電壓為高電平時，通過控制MOSFET M2將這個電路的輸出電壓限制到安全水平。這會產生很大的功耗，因為M2兩端的電壓下降了，同時在輸出端還要向負載提供電流。

 

如果輸入遭遇了持續(xù)的過壓情況，或者在電路輸出端的車載電子器件中發(fā)生了過流故障，那么經(jīng)過定時器網(wǎng)絡配置的時間間隔后，就通過關斷來保護M2，定時器網(wǎng)絡由R13、R14、R15、C4、C5、C6和C14組成。當M2處于電流限制狀態(tài)時，LTC4380 TMR引腳的輸出電流與MOSFET M2兩端的電壓成比例。

 

實際上，TMR電流與MOSFET M2中消耗的功率成比例。TMR引腳端的電阻器/電容器網(wǎng)絡與MOSFET的瞬態(tài)熱阻電氣模型類似。這個網(wǎng)絡用來限制MOSFET溫度上升的最大值，以使MOSFET保持在規(guī)定的安全工作區(qū)之內。

 

因為在漏源電壓很高時，可允許的MOSFET SOA電流降低，所以當IN至OUT電壓超過20V加上Q3的基射電壓時，20V雪崩二極管D6與R9、R11和Q3一起為定時器網(wǎng)絡提供額外的電流。4.7V雪崩二極管D7與Q4、R12和C3一起，防止這一額外的電流將TMR引腳拉至高于規(guī)定的5V最高電壓。

 

當輸入上升至高電壓時，這個SOA跟蹤電路允許仍然給輸出安全供電。不過，如果大功率故障情況持續(xù)太長時間，該電路就通過關斷M2實行自我保護。

 

 

LTC4380 TMR引腳端的電阻器/電容器網(wǎng)絡針對快于約1秒的事件提供保護。就較慢速的事件而言，連接到LTC4380 ON引腳的電路限制M2的外殼溫度。

 

熱敏電阻器RPTC是一種小型表面貼裝0402尺寸的器件，在115℃時電阻為4.7k。高于115℃時，其電阻隨溫度變化呈指數(shù)上升。為了防止定時器網(wǎng)絡錯誤地對這個功率倍增器的偏移進行積分，在M2的漏源電壓達到0.7V之前，LTC4380在TMR引腳端不產生定時器電流。在4A、0.7V時，MOSFET可能連續(xù)消耗0.7V x 4A = 2.8W功率，而TMR網(wǎng)絡不會檢測到MOSFET的溫度上升。如果MOSFET M2的外殼溫度超過115℃，PTC電阻器RPTC就與電阻器R17至R21以及晶體管Q5A、Q5B、Q6A、Q7A和Q7B一起關斷電路。

 

不必因過熱保護電路中的器件數(shù)量而感到沮喪?？傮w解決方案相對容易實現(xiàn)，由占用很少電路板面積的小型器件組成。這個電路是自偏置的，當RPTC等于R20的4.75kΩ電阻值時，電路是平衡的。當靠近M2放置的RPTC之溫度超過115℃時，其電阻增大，并導致流經(jīng)Q5B的電流大于流經(jīng)Q5A的電流。因為這導致經(jīng)過R17的電流大于經(jīng)過R18的電流，所以Q8A的基極電壓上升，Q8A的集電極將LTC4380的ON引腳拉低，從而關斷M2。在較低溫度時，Q5A的電流大于Q5B的電流，Q8A仍然保持關斷，從而允許ON引腳的內部上拉電路保持ON引腳為高電平。請注意，通過連接成二極管的器件Q8B，ON引腳的電流被用作這個自偏置電路的啟動電流。

 

 

ISO 16750-2和ISO 7637-2規(guī)范描述了汽車系統(tǒng)中可能發(fā)生的富挑戰(zhàn)性之電氣瞬態(tài)。LTC4380低靜態(tài)電流浪涌抑制器可用來針對這類瞬態(tài)保護車載電子器件，這類瞬態(tài)包括箝位和未箝位的負載突降脈沖。面對來自新式箝位交流發(fā)電機的負載突降脈沖時，本文給出的電路提供不間斷運行。面對更加極端的未箝位負載突降脈沖時，該電路關斷以保護下游電子器件。結果是，為吸取高達4A電源電流的電子器件提供了一款符合ISO 16750-2和ISO 7637-2要求的堅固型解決方案。